Medidor de frecuencia digital
Palabras clave: frecuencímetro digital; medición de igual precisión; DSP
* Este trabajo ganó el primer premio en el Grupo de Proposiciones del Gran Premio DSP C2000 de Texas Instruments (TI) 2008, y ganó el Hefei financiado por el Programa de Experimentos Innovadores para Estudiantes Universitarios de 2008 de la Universidad de Tecnología
La importancia y descripción general de este trabajo
Con el rápido desarrollo de la tecnología microelectrónica y la tecnología informática, varios Los instrumentos de medición electrónicos han evolucionado en sus principios. Se han producido grandes cambios en términos de funciones, precisión y nivel de automatización, especialmente después del nacimiento de la tecnología DSP, la tecnología de medición electrónica ha entrado en una nueva era. En los últimos años, DSP se ha convertido gradualmente en el componente básico de varios dispositivos electrónicos y se ha convertido gradualmente en la industria emergente más prometedora del siglo XXI. Incluso es aclamado como el abanderado revolucionario en la era digital y de la información. En la tecnología de medición electrónica, la frecuencia es uno de los parámetros más básicos y tiene una relación muy estrecha con muchos parámetros eléctricos y mediciones no eléctricas. Por ejemplo, muchos sensores convierten parte de la electricidad en frecuencia para medirla, por lo que la medición de la frecuencia es aún más importante. Un frecuencímetro digital es un instrumento que utiliza números para mostrar la frecuencia de una señal medida. La señal medida puede ser una onda sinusoidal, una onda cuadrada u otra señal que cambia periódicamente.
Los medidores de frecuencia digitales utilizan ampliamente circuitos integrados de alta velocidad y circuitos integrados a gran escala, lo que hace que el medidor sea más pequeño, consuma menos energía y sea más preciso y confiable. Los frecuencímetros tradicionales tienen grandes errores de medición y rangos estrechos, por lo que gradualmente están siendo reemplazados por nuevos frecuencímetros digitales. Los frecuencímetros de igual precisión basados en DSP se utilizarán ampliamente debido a sus ventajas de medición precisa, alta precisión, facilidad de uso y bajo precio.
El simple medidor de frecuencia digital que diseñamos puede lograr una medición de frecuencia de igual precisión en un amplio rango sin utilizar ningún dispositivo de control de puerta, y puede medir la frecuencia máxima de onda cuadrada en el rango de 0,5 Hz ~ 10 MHz. el error relativo es inferior a 2e-6 y el error relativo máximo de medición de ondas sinusoidales es inferior a 3,5e-5; los resultados de la medición se muestran a través de la comunicación RS232 de la computadora, que puede monitorear fácilmente los datos.
Programación
Introducción general
El método tradicional de medición de frecuencia de igual precisión utiliza un dispositivo de control de puerta para generar una señal de puerta, logrando así la diferencia entre la frecuencia real señal de puerta y la señal objetivo. La sincronización de la señal medida elimina el error de conteo de la señal medida generada por el pulso. El diagrama esquemático se muestra en la Figura 1.
Figura 1 Principio tradicional de medición de igual precisión
Control de hardware del conteo del tiempo de puerta Cuando la señal preestablecida (es decir, señal de puerta fija) es de nivel alto, el contador de señal de referencia CNT1 y. el contador de señal medida CNT2 no se inicia, sino que espera a que llegue el flanco ascendente de la señal medida y comienza a contar al mismo tiempo cuando la señal preestablecida es de nivel bajo, los dos contadores no se cierran inmediatamente, sino que también esperan hasta; el flanco ascendente de la señal medida llega y luego se cierra de esta manera, el tiempo real de la puerta es un múltiplo entero del período de la señal que se está midiendo, logrando así la sincronización entre la puerta y la señal que se está midiendo. Sin embargo, el tiempo de puerta real no es fijo y depende de la frecuencia de la señal medida. Además, ya sea que se utilice un contador o un microcontrolador, un dispositivo de compuerta siempre es indispensable para lograr mediciones con la misma precisión.
Este diseño se basa en los ricos recursos de software de DSP. Después del juicio y procesamiento, completa la medición con igual precisión de la frecuencia de la señal medida. No es necesario ningún dispositivo de control de puerta en el hardware, lo que simplifica el circuito. El diagrama de bloques del sistema se muestra en la Figura 2. La parte de procesamiento de señal utiliza el chip DSP TMS320F2812 como núcleo para el control y la medición; la parte de acondicionamiento de señal completa principalmente la amplificación, configuración y limitación de la señal, la señal de frecuencia estándar se genera mediante un activo de 30 MHz; oscilador de cristal como pulso de llenado estándar de frecuencia de alta velocidad; la comunicación con la computadora host se realiza a través del módulo SCI del DSP y los resultados se muestran en la computadora host.
Figura 2 Diagrama de bloques del sistema
Medición de frecuencia/período
Al medir la frecuencia y el período de la señal bajo prueba, la medición de igual precisión se basa en Coincidencia de comparación DSP T1PWM La transición del nivel de salida del pin se utiliza como apertura y cierre de la señal de puerta. Dado que la coincidencia de comparación ocurre en el flanco ascendente de la señal medida, el tiempo de puerta y la señal medida están sincronizados. El esquema se muestra en la Figura 3.
Figura 3 El principio de esta medición de frecuencia de igual precisión
La entrada de reloj del temporizador general T1 selecciona el reloj del temporizador externo y la señal de medición de condición se utiliza como entrada de reloj. del temporizador T1 La entrada de reloj T2 selecciona el reloj interno de la CPU y se utiliza para generar pulsos de llenado estándar de alta frecuencia. El temporizador general T1 en el EVA en chip F2812 se utiliza para sincronizar el tiempo de puerta y la señal de medición con el flanco ascendente de la señal de medición, que es el resultado de un evento de comparación. Cuando ocurre un evento de comparación, su señal de salida T1CMP del pin de salida de comparación cambiará automáticamente el estado de nivel para generar una onda PWM. La unidad de captura CAP1 está configurada para captura de flanco ascendente. El flanco ascendente de la salida de onda PWM por T1PWM es capturado por CAP1. En este momento, se lee el valor de conteo del temporizador T2. De manera similar, se lee nuevamente el valor de conteo del temporizador T2. cuando la próxima comparación coincida. Al restar los dos valores T2CNT, se puede obtener el número de pulsos de llenado estándar dentro del tiempo de puerta y luego se puede encontrar la frecuencia de la señal medida.
Basado en la coincidencia de comparación DSP, la transición del nivel de salida del pin T1PWM se utiliza como encendido y apagado de la señal de puerta. Dado que la coincidencia de comparación se produce en el flanco ascendente de la señal medida, la puerta. Se realiza la sincronización con la señal bajo prueba. Los flancos ascendentes de las ondas PWM generadas por dos coincidencias de comparación adyacentes se utilizan como señales de encendido y apagado de la señal de puerta. El número de señales de medición es un número entero y se puede configurar arbitrariamente. La entrada del reloj del temporizador T2 selecciona el reloj interno de la CPU para generar pulsos de llenado estándar. Configure la unidad de captura CAP1 para capturar el flanco ascendente, lea el valor en la pila CAPFIFO al capturar el flanco ascendente, luego lea el valor en la pila durante la siguiente captura y calcule el número de pulsos de llenado estándar Ny para garantizar el. número de Ny El número no es menor que un cierto valor, lo que garantiza que el tiempo de control de la puerta sea mayor que un cierto valor. Supongamos ahora que esperamos que el número total de pulsos de llenado de alta frecuencia dentro de un tiempo controlado no sea menor que n. Cuando Nygt;n, aumente el período de tiempo del temporizador T1, es decir, aumente el valor del registro de período del temporizador T1 TIPR. Existe una fórmula T1PR 1=n/Ny. Dado que n/Ny no es necesariamente un número entero, suponiendo que alt;n/Nylt;a 1 (a es un número entero), entonces tome n/Ny=a 1, que se expresa como la señal medida es la misma que el control de hardware tradicional, utilizando el flanco ascendente de la siguiente señal medida como señal de apagado de la señal de control de puerta, excepto que el flanco ascendente ocurre en el siguiente momento de comparación. . Luego, lea el número de pulsos de llenado de alta frecuencia dentro del tiempo controlado, Ny≥n, para obtener una frecuencia de señal de medición de alta precisión. En este diseño, el temporizador T1 no se apaga y la señal de apagado del tiempo de control de puerta anterior también se utiliza como señal de encendido de la siguiente señal de control de puerta.
Los principios básicos de la medición del período y de la medición de la frecuencia son exactamente los mismos. Al medir la frecuencia de una señal, el período de la señal medida se puede obtener según la fórmula pública T = 1/f.
Análisis de errores
El tiempo de inicio/parada contado por el temporizador T1 se activa con el flanco ascendente de la señal y no hay error al contar la señal medida dentro de un tiempo de medición; El número de pulsos de frecuencia estándar Ny contados durante este período difiere como máximo en un pulso, por lo que el error teórico es:
|d|≤1/Ny
Obviamente, la precisión de la medición es lo mismo que Ny está relacionado, siempre que el valor de Ny sea lo suficientemente grande, se puede garantizar la precisión.
Diseño de hardware
Como se muestra en la Figura 4, la señal de medición es amplificada por un amplificador operacional de alta velocidad OPA2690 y moldeada por un comparador de alta velocidad TL3016 [3].
Dado que el comparador da forma a la señal sinusoidal de baja frecuencia, la fluctuación del borde de la forma de onda de salida es grave, lo que afecta el efecto de medición. La solución es agregar retroalimentación positiva al comparador para acelerar el flanco de la señal y formar un bucle de histéresis, eliminando así eficazmente la fluctuación. La señal moldeada se recorta y se moldea aún más mediante un disparador Schmitt de alta velocidad SN74LVC1G14. La parte de medición utiliza principalmente el pin de entrada del reloj del temporizador T1 TCLKINA, el pin de salida de comparación del temporizador T1 T1PWM y el pin de entrada CAP1 de la unidad de captura CAP1 en el chip DSP2812 para completar la medición de frecuencia. La parte de comunicación utiliza MAX3221 como dispositivo de conversión de nivel RS-232 para llevar a cabo la comunicación en serie con la computadora host a través del puerto RS-232 estándar de 9 núcleos. Utilice principalmente el pin de envío de comunicación en serie SCIRXD y el pin de recepción de comunicación en serie SCITXD del DSP.
Figura 4 Diagrama de conexión del circuito de hardware
Diseño de software
La parte de diseño de software incluye principalmente las siguientes cuatro partes:
- Inicialización: Configuración Parámetros variables, reloj del sistema, PIE, EV, Flash, GPIO, etc. configuración.
- Módulo de interrupción: interrupción SCI y temporizador T2, interrupción de desbordamiento T3.
- Módulo de procesamiento de datos: media aritmética segmentada.
-Módulo de operación de salida: los datos se transmiten al host vía RS-232.
La Figura 5 es el diagrama de flujo del software para medir la frecuencia y el período, y la Figura 6 es el diagrama de flujo de interrupción de desbordamiento del Temporizador 2.
Figura 5: Diagrama de flujo de medición de frecuencia y período
Figura 6: Diagrama de flujo de interrupción de desbordamiento del temporizador T2
Durante el proceso de inicialización de esta parte, se realiza la siguiente configuración : la entrada de reloj del temporizador general T1 es un reloj temporizador externo y la entrada de reloj del temporizador general T2 es una entrada de reloj interno, que se utiliza para contar pulsos estándar. Los pulsos estándar son proporcionados por un oscilador de cristal activo externo de 30 MHz; la unidad 1 está configurada en captura de flanco ascendente se utiliza para capturar el flanco ascendente de la salida de onda PWM mediante el pin T1 PWM, leer el valor de conteo T2CNT del temporizador T2 y guardarlo en CAP1FIFO cada vez que coincida la comparación. Durante la inicialización, el estado de la pila FIFO en el registro de estado de la unidad de captura 1 debe configurarse en una pila vacía, el período de tiempo del temporizador T1 debe configurarse en la duración del período de 4 señales medidas y el pulso estándar debe medirse dentro de un período de tiempo; del temporizador T1 debe Calcule la frecuencia de la señal bajo prueba y luego segmente la señal bajo prueba en bandas de baja frecuencia (menos de 46). Si la frecuencia de la señal está en las bandas de frecuencia media o alta, reconfigure los registros del temporizador T1. y el temporizador T2, cambie el período de tiempo y cada puerta. El número de pulsos de llenado de alta frecuencia dentro del rango de frecuencia extremadamente alta. Si la frecuencia de la señal está en el rango de frecuencia media a alta, reconfigure los registros del temporizador T1 y del temporizador T2. cambiar el período de tiempo y el número de pulsos de llenado de alta frecuencia dentro de cada tiempo de puerta. El período se calcula en el siguiente período de tiempo del temporizador T1. Además, el recuento de desbordamiento del temporizador T2 se borrará cuando se produzca una coincidencia de comparación. primera vez. Si la coincidencia de comparación se produce por primera vez se determina configurando el indicador solo después de que se borre el recuento de desbordamiento. El recuento de desbordamiento no se registrará hasta que se produzca la segunda comparación. /p>
El error de medición de este método proviene principalmente de la parte del hardware, y la calidad del circuito de conformación está directamente relacionada con la precisión de la medición. Entonces, lo que debemos hacer a continuación es mejorar el efecto de conformación y el anti. -rendimiento de interferencia del circuito de conformación y minimizar el error causado por la conformación de la señal
Debido al conteo del temporizador DSP saturado, existe un límite superior al lograr una medición de igual precisión, es decir, cuando la frecuencia de la señal medida es mayor que la frecuencia del pulso de llenado de alta frecuencia, este método no puede lograr una medición de igual precisión.
Sobre esta base, se puede realizar el siguiente procesamiento: seleccione el período de tiempo del temporizador T1. El número de señales medidas es fijo. Puede configurar T1PR en 65529 y modificar el reloj del temporizador T2 a 75 MHz, para garantizar que la señal. Se detecta cada vez el número de pulsos de llenado de alta frecuencia dentro de un período de puerta, lo que garantiza la precisión de las señales de alta frecuencia y logra la medición de frecuencia y período.
Sin embargo, cuando la entrada del reloj del temporizador T1 se selecciona como reloj externo, el rango de entrada de la señal de medición será limitado. Si desea aumentar aún más el rango de la señal de medición a cientos de megahercios o G Hz, puede considerar utilizar el método de medición de fase, es decir, configurar la señal de medición en 360 grados y calcularla en función de la fase de grados X. diferencia entre la señal de medición y la señal estándar. Mida la frecuencia de la señal.
Referencias:
1. Zhang Zhiwen, Tian Yingfeng, Investigación sobre un sistema de medición de frecuencia de alta precisión basado en DSP, Revista de la Universidad Tecnológica de Xi'an. 2007,
27(2): 167-170
2. Texas Instruments, Guía de referencia de interrupciones y control del sistema DSP TMS320C28x, TEXAS INSTRUMENTS, julio de 2003
3. Comité Organizador del Concurso Nacional de Diseño Electrónico para Estudiantes Universitarios, Colección de Obras Ganadoras del Concurso Nacional de Diseño Electrónico para Estudiantes Universitarios, Prensa de la Universidad Tecnológica de Beijing, 2004.8.169-216
4. Xu Kejun, Zhang Han, Chen Zhiyuan, "Principios y aplicaciones del DSP TMS320X281x", Prensa de la Universidad de Aeronáutica y Astronáutica de Beijing, 2004.8.169-216
4. Prensa de la Universidad de Aeronáutica y Astronáutica de Beijing, 2006
5. Li Baoying , Zhao Yongsheng, Zu Longqi, Niu Yueling, Diseño de un medidor de frecuencia de igual precisión basado en una microcomputadora de un solo chip, Información de microcomputadoras (microcomputadora integrada y de un solo chip), 2007, 23 (9-2): 152-154
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